MOSFET開關損耗
1 開通過程中MOSFET開關損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示最為突出。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)逐步改善，對于下管是0電壓開通，因此開關損耗很小，可以忽略不計落實落細。

圖1 MOSFET開關過程中柵極電荷特性

開通過程中，從t0時刻起組成部分，柵源極間電容開始充電深入闡釋，柵電壓開始上升，柵極電壓為

其中：發展目標奮鬥，VGS為PWM柵極驅動器的輸出電壓自動化裝置，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯(lián)導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容更優質，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前初步建立，漏極沒有電流流過項目，時間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

VGS處于米勒平臺的時間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統(tǒng)*大電流ID重要方式，就保持在電路決定的恒定*大值ID綜合運用，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關系增產，漏極電流恒定脫穎而出，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變的方法，柵源極間的電容不再流過電流積極影響，驅動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺后生產創效，MOSFET完全導通進一步提升，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續(xù)地增大緊密協作，直到等于驅動電路的電源的電壓提供有力支撐。

MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V越來越重要，輸出電壓3.3V/6A切實把製度，開關頻率350kHz，PWM柵極驅動器電壓為5V改革創新，導通電阻1.5Ω再獲，關斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468最深厚的底氣，具體參數為Ciss=955pF敢於挑戰，Coss=145pF，Crss=112pF應用擴展，Rg=0.5Ω過程中；當VGS=4.5V，Qg=9nC建立和完善；當VGS=10V特征更加明顯，Qg=17nC，Qgd=4.7nC紮實做，Qgs=3.4nC足了準備；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S支撐作用；當VDS=VGS且ID=250μA穩步前行，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A著力提升，RDS(ON)=17.4mΩ指導。

開通時米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時電感的峰峰電流為1.454A動手能力，電感的谷點電流為5.273A服務品質，峰值電流為6.727A，所以充分，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V過程，可以計算得到：

開通過程中產生開關損耗為

開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比融合，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%進一步完善，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs引領，Ciss所對應電荷為Qg表現明顯更佳。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關管優化服務策略，即使A管的Qg和Ciss小于B管的技術先進，但如果A管的Crss比B管的大得多時，A管的開關損耗就有可能大于B管技術節能。因此在實際選取MOSFET時提高，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值發展基礎。

減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗有很大提升空間，但是過高的開關速度會引起EMI的問題要求。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓認為，也就是降低閾值開啟電壓運行好，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗拓展應用。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通非常重要，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關斷過程中MOSFET開關損耗
關斷的過程如圖1所示自動化方案，分析和上面的過程相同行動力，需注意的就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用*大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V空間廣闊。

關斷過程中產生開關損耗為：

Crss一定時落到實處，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間營造一處，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9互動講。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產生開關損耗與對開關過程的影響
1 Coss產生的開關損耗
通常統籌，在MOSFET關斷的過程中，Coss充電支撐能力，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt像一棵樹，Coss越大協同控製，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小高效利用。反之體驗區，Coss越小，dVDS/dt就越大品質，就越容易產生EMI的問題提供了遵循。

但是，在硬開關的過程中能運用，Coss又不能太大利用好，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量講理論，將產生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率有望，同時在開通過程中智能設備，產生大的電流尖峰。

開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力服務效率，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET不要畏懼，同時還會產生電流干擾，帶來EMI的問題逐步改善；另外特點，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間落實落細，防止電流誤檢測意見征詢，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值。
Coss產生的損耗為：

對于BUCK變換器交流等，工作在連續(xù)模式時製造業，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時自動化裝置，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩狀態，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示關規定。

2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下更多的合作機會，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在指導，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異可以使用，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明關註點V泛認同；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡化方式建強保護，認為VDS在t7時間段內線性地從*小值上升到輸入電壓服務好，電流在t8時間段內線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開關過程中實際波形

實際過程中流動性，由于Coss影響效高化，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小反應能力，甚至可以忽略不計部署安排，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢投入力度。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在效果，在關斷的過程中，由于電容電壓不能突變關鍵技術，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓逐漸完善，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小穩定性。

同樣的最深厚的底氣，在開通的過程中，由于Coss的存在資源優勢，電容電壓不能突變應用擴展，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大振奮起來。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下建立和完善，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分增多。而實際的狀態(tài)下啟用，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分估算。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下活動上，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同深入各系統。圖4波形可以看到大型，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時進一步推進，電壓上升速度非常慢不可缺少，在米勒平臺快結束時開始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開關過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容明確相關要求，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS服務為一體，關斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉移到開通損耗中特點。為了使MOSFET整個開關周期都工作于ZVS環境，必須利用外部的條件和電路特性，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS保障。如同步BUCK電路下側續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通空間載體，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通體製，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS即將展開，因此同步MOSFET在整個開關周期是0電壓的開關ZVS向好態勢，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計提高，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產生的導通損耗發展基礎，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值延伸。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式要求，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產生的功耗外運行好，沒有開關的損耗國際要求，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中同期，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺新趨勢，這主要是由于Coss的放電電流產生的。Coss放電快鍛造，持續(xù)的時間短新體系，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉移特性的約束共謀發展，所以當電流突然降低時搖籃，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑發展機遇，并伴隨著振蕩創新延展。

希望看到這里大家都能深入理解功率MOSFET的開關損耗。

MOSFET開關損耗
1 開通過程中MOSFET開關損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示全技術方案。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)基本情況，對于下管是0電壓開通，因此開關損耗很小重要的，可以忽略不計充分發揮。

圖1 MOSFET開關過程中柵極電荷特性

開通過程中，從t0時刻起高端化，柵源極間電容開始充電能運用，柵電壓開始上升，柵極電壓為

其中：參與水平，VGS為PWM柵極驅動器的輸出電壓講理論，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯(lián)導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻解決問題。

VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前服務效率，漏極沒有電流流過，時間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

VGS處于米勒平臺的時間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后導向作用，漏極電流達到系統(tǒng)*大電流ID蓬勃發展，就保持在電路決定的恒定*大值ID，漏極電壓開始下降可持續，MOSFET固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關系措施，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定情況，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅動的電流全部流過米勒電容堅持好。過了米勒平臺后開放要求，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束構建，就繼續(xù)地增大緊密相關，直到等于驅動電路的電源的電壓。

MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段平臺建設。下面以一個具體的實例計算重要組成部分。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A先進技術，開關頻率350kHz傳承，PWM柵極驅動器電壓為5V，導通電阻1.5Ω合作，關斷的下拉電阻為0.5Ω具有重要意義，所用的MOSFET為AO4468，具體參數為Ciss=955pF，Coss=145pF勃勃生機，Crss=112pF，Rg=0.5Ω生產效率；當VGS=4.5V反應能力，Qg=9nC；當VGS=10V競爭激烈，Qg=17nC進行培訓，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC凝聚力量；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V有所提升；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ參與能力。

開通時米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.法治力量，滿載時電感的峰峰電流為1.454A，電感的谷點電流為5.273A新的力量，峰值電流為6.727A技術研究，所以，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V分享，可以計算得到：

開通過程中產生開關損耗為

開通過程中現場，Crss和米勒平臺時間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%開展研究，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用高質量。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所對應電荷為Qg力量。對于兩個不同的MOSFET可靠，兩個不同的開關管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的方式之一，但如果A管的Crss比B管的大得多時我有所應，A管的開關損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時首要任務，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值管理。

減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗提升行動，但是過高的開關速度會引起EMI的問題更適合。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓環境，也就是降低閾值開啟電壓主要抓手，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗重要的角色。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通空間載體，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關斷過程中MOSFET開關損耗
關斷的過程如圖1所示要落實好，分析和上面的過程相同即將展開，需注意的就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用*大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V相對簡便。

關斷過程中產生開關損耗為：

Crss一定時創新科技，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間服務機製，開通延時為圖1中的t1和t2流程，圖2中的t8和t9。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產生開關損耗與對開關過程的影響
1 Coss產生的開關損耗
通常培訓，在MOSFET關斷的過程中等特點，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt不合理波動，Coss越大，dVDS/dt就越小大幅拓展，這樣引起的EMI就越小助力各業。反之，Coss越小效高，dVDS/dt就越大建設應用，就越容易產生EMI的問題。

但是廣度和深度，在硬開關的過程中應用的因素之一，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中日漸深入，放電釋放能量奮勇向前，將產生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率，同時在開通過程中預期，產生大的電流尖峰聽得進。

開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET合理需求，同時還會產生電流干擾全技術方案，帶來EMI的問題；另外先進水平，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題重要的，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測共享，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值高端化。
Coss產生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時姿勢，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓充分發揮。當工作在斷續(xù)模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩重要平臺，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值相互融合，如圖2所示選擇適用。

2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的用上了。由于Coss存在結構，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示的特性。下面以關斷過程為例說明∧芰ㄔO；诶硐霠顟B(tài)下高效，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內線性地從*小值上升到輸入電壓基礎，電流在t8時間段內線性地從*大值下降到0領域。

圖3 MOSFET開關過程中實際波形

實際過程中，由于Coss影響要素配置改革，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計無障礙，因此Coss的充電速度非常慢體系，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在重要組成部分，在關斷的過程中服務延伸，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓傳承，可以認為是ZVS貢獻力量，即0電壓關斷，功率損耗很小具有重要意義。

同樣的前景，在開通的過程中，由于Coss的存在勃勃生機，電容電壓不能突變進一步，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大形式。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下覆蓋範圍，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分功能。而實際的狀態(tài)下前沿技術，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分積極性。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下深入交流，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中解決，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到動力，關斷時不斷豐富，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢多種方式，在米勒平臺快結束時開始快速上升同時。

圖4 非連續(xù)模式開關過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS臺上與臺下，關斷功率損耗越小幅度，那么更多能量通過Coss轉移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關周期都工作于ZVS效高性，必須利用外部的條件和電路特性各有優勢，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側續(xù)流管重要的作用，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通資料，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS方式之一，因此同步MOSFET在整個開關周期是0電壓的開關ZVS，開關損耗非常小緊迫性，幾乎可以忽略不計質生產力，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值非常激烈。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形提升行動，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0技術交流，所以交流，除了Coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗關註，即非連續(xù)模式下開通損耗為0溝通協調。但在實際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺提供堅實支撐，這主要是由于Coss的放電電流產生的活動。Coss放電快，持續(xù)的時間短創造更多，這樣電流迅速降低還不大，由于VGS和ID的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時連日來，VGS也會降低保障性，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑不斷進步，并伴隨著振蕩。

希望看到這里做照明驅動的朋友都希望自己做的驅動板能達到很高的效率領先水平，除開驅動芯片本身的損耗如果加深對MOS管開關的損耗做適當的電路調整我想多多少少也是可以擠出一部分效率來的哦認為。
以下內容詳細分析計算開關損耗，并論述實際狀態(tài)下功率MOSFET的開通過程和自然零電壓關斷的過程效率，從而使電子工程師知道哪個參數起主導作用并更加深入理解MOSFET良好。對提升產品性能應該有所幫助。

MOSFET開關損耗
1 開通過程中MOSFET開關損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示增強。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)必然趨勢，對于下管是0電壓開通，因此開關損耗很小精準調控，可以忽略不計。

圖1 MOSFET開關過程中柵極電荷特性

開通過程中建設應用，從t0時刻起優化程度，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升應用的因素之一，柵極電壓為

其中：基礎，VGS為PWM柵極驅動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯(lián)導通電阻奮勇向前，Ciss為MOSFET輸入電容引領作用，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前經驗，漏極沒有電流流過，時間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

VGS處于米勒平臺的時間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統(tǒng)*大電流ID敢於監督，就保持在電路決定的恒定*大值ID對外開放，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關系組建，漏極電流恒定用的舒心，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變深入交流研討，柵源極間的電容不再流過電流模式，驅動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺后集聚效應，MOSFET完全導通貢獻，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續(xù)地增大節點，直到等于驅動電路的電源的電壓快速增長。

MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段要求。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V通過活化，輸出電壓3.3V/6A開放以來，開關頻率350kHz，PWM柵極驅動器電壓為5V防控，導通電阻1.5Ω組合運用，關斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468先進的解決方案，具體參數為Ciss=955pF基礎，Coss=145pF，Crss=112pF研究進展，Rg=0.5Ω要素配置改革；當VGS=4.5V，Qg=9nC溝通機製；當VGS=10V無障礙，Qg=17nC，Qgd=4.7nC宣講活動，Qgs=3.4nC高產；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S快速融入；當VDS=VGS且ID=250μA帶動產業發展，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A發揮作用，RDS(ON)=17.4mΩ。

開通時米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時電感的峰峰電流為1.454A持續發展，電感的谷點電流為5.273A更加廣闊，峰值電流為6.727A，所以合作，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V，可以計算得到：

開通過程中產生開關損耗為

開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比勇探新路，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%長遠所需，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs擴大，Ciss所對應電荷為Qg非常完善。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關管讓人糾結，即使A管的Qg和Ciss小于B管的不斷完善，但如果A管的Crss比B管的大得多時發揮效力，A管的開關損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時勞動精神，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值穩定發展。

減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗實施體系，但是過高的開關速度會引起EMI的問題臺上與臺下。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓技術創新，也就是降低閾值開啟電壓效高性，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗技術發展。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通重要的作用，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關斷過程中MOSFET開關損耗
關斷的過程如圖1所示自動化，分析和上面的過程相同顯著，需注意的就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用*大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V更優美。

關斷過程中產生開關損耗為：

Crss一定時，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響更為一致，還會影響開通和關斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2堅定不移，圖2中的t8和t9落地生根。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產生開關損耗與對開關過程的影響
1 Coss產生的開關損耗
通常，在MOSFET關斷的過程中技術的開發，Coss充電成效與經驗，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt健康發展，Coss越大提供了有力支撐，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小堅實基礎。反之積極，Coss越小，dVDS/dt就越大前景，就越容易產生EMI的問題經驗。

但是，在硬開關的過程中長效機製，Coss又不能太大進一步意見，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中信息化技術，放電釋放能量，將產生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率認為，同時在開通過程中責任製，產生大的電流尖峰。

開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力明確了方向，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET去完善，同時還會產生電流干擾，帶來EMI的問題必然趨勢；另外設備，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間文化價值，防止電流誤檢測促進善治，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值。
Coss產生的損耗為：

對于BUCK變換器單產提升，工作在連續(xù)模式時求索，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時多樣性，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩性能穩定，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示規模。

2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下數字化，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在作用，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異開展攻關合作，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明∏闆r正常；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡化方式聯動，認為VDS在t7時間段內線性地從*小值上升到輸入電壓各領域，電流在t8時間段內線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開關過程中實際波形

實際過程中技術特點，由于Coss影響自行開發，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小取得顯著成效，甚至可以忽略不計節點，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中通過活化，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓等形式，可以認為是ZVS防控，即0電壓關斷，功率損耗很小的特點。

同樣的高質量，在開通的過程中，由于Coss的存在適應性，電容電壓不能突變迎難而上，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大激發創作。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下更高效，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分探索。而實際的狀態(tài)下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分重要作用。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下堅持先行，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同增幅最大。圖4波形可以看到影響，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時競爭力，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時開始快速上升的必然要求。

圖4 非連續(xù)模式開關過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容的過程中，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關斷功率損耗越小狀況，那么更多能量通過Coss轉移到開通損耗中範圍和領域。為了使MOSFET整個開關周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性業務，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS形式。如同步BUCK電路下側續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通非常完善，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通傳遞，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關周期是0電壓的開關ZVS發揮效力，開關損耗非常小全面革新，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產生的導通損耗穩定發展，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值方便。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式更好，由于開通前的電流為0基石之一，所以，除了Coss放電產生的功耗外安全鏈，沒有開關的損耗行業分類，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中能力建設，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺知識和技能，這主要是由于Coss的放電電流產生的。Coss放電快醒悟，持續(xù)的時間短進行部署，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉移特性的約束新模式，所以當電流突然降低時重要作用，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑應用情況，并伴隨著振蕩很重要。

希望看到這里使用功率MOSFET管中的開關損耗詳解大家都能深入理解功率MOSFET的開關損耗。

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